构建效率更高的DC-DC转换器：300 W隔离式DC-DC转换器的效率评估和损耗分析

我们制作了一个300 W DC-DC转换器评估板，以深入了解相关损耗。简化电路图如图2所示。

在此电路中，原边（输入侧）作为输入端，有两个桥臂和四个开关器件（TR₁、TR₂、TR₃和TR₄）。副边（输出侧）有两个器件（TR₅和TR₆）。这些部分均用于同步整流。此外，还有一个输出平滑滤波器，其电容为C₂，电感为L₂。输入电压为V_i，输出负载为R_L，Vsync₁和Vsync₂分别为TR₆和TR₅的漏极电压。请注意，TR₅和TR₆有两个并联的MOSFET。

该转换器采用移相全桥（PSFB）拓扑结构输出12V电压。输出电压通过TR1、TR2的一个支路与TR₃和TR₄的一个支路之间的移相操作进行调节，占空比为50%。为防止高边MOSFET与低边MOSFET之间的死区时间出现击穿，通过实现零电压开关（ZVS），降低功率转换器的开关损耗。

表1显示了300 W DC-DC转换器的输入和输出特性。

图5总结了与所有八种工作模式相关的波形。在这些简化波形中，主要介绍了以下内容：开关器件TR₁至TR₆的栅极电压（V_G）和漏极电流（I_D）、TR₅和TR₆的漏源电压（V_sync1、V_sync2），以及电感L₂的两个端子间的电压（V_L2）和电流（I_L2）。由于电流从源极流向漏极，因此通过TR₅和TR₆的电流表示为负值。

效率计算公式如下：

效率＝（V_out×I_out）/（V_in×I_in）×100[%]

图6显示了用于评估300W隔离式DC-DC转换器电路效率的设置。在以下条件下测量两种模式的开关器件组合的V_in、I_in、V_out和I_out：V_in＝48 V，V_out＝12 V，T_a（环境温度）＝25 °C，I_out为1 A、3 A、5 A、7 A、10 A、14 A、16 A、18 A、20 A、25 A。使用位于电路板附近的冷却风扇对DC-DC转换器电路板进行强制风冷。

图7（a）至（c）比较了使用TPH2R408QM和A公司的MOSFET的效率曲线。正如预期的那样，TPH2R408QM在中型和重型负载中表现出最高的效率水平，因为导通损耗是这类负载的主要损耗因素。此外，TPH2R408QM的漏源导通电阻较小。输出负载为16A时的最高效率为94.83%，满负载为25 A时的最高效率为94.12%。

相比之下，A公司的MOSFET漏源导通电阻比TPH2R408QM大约高出16%，输出负载为16 A时的效率为94.65%，满负载为25 A时的效率为93.89%。

图8显示了两种MOSFET器件温度与输出电流之间的关系。请注意，TPH2R408QM的温度始终低于45 °C，表明其发热量小于A公司生产的MOSFET。

使用仿真电路进行损耗分析，该电路具有专为损耗分析设计的高精度器件模型。评估板使用的是移相全桥PWM控制器IC，而该仿真电路使用的是根据电压和电流传感进行反馈的替代控制模型。仿真电路如图9所示。变压器和电抗器基于测量结果。有关仿真设计的更多详情，请参阅应用说明。

仿真验证后，执行了与副边MOSFET损耗定义相关的结果。图10显示了如何定义I和V、副边MOSFET的时间图，以及如何根据时间图计算每种形式的损耗。每个损耗部分都基于一个时段，共计算出六种损耗。

TPH2R408QM副边MOSFET的损耗分析结果见图11。主要的损耗形式为体二极管的恢复损耗（对电流不敏感）和导通损耗（E_sync），后者随输出电流相应增大。这表明具有低恢复电荷和低漏源导通电阻的MOSFET是最有效的选择。